经典电源电子电路设计

在电源电子电路设计中存在一些不稳定因素，而设计用来防止此类不稳定因素影响电路效果的回路称作保护电路。比如有过流保护、过压保护、过热保护、空载保护、短路保护等。锂电池保护电路由两个场效应管和专用保护集成块S8232组成，过充电控制管FET2和过放电控制管FET1串联于电路，由保护IC监视电池电压并进行控制，当电池电压上升至4.2V时，过充电保护管FET2截止，停止充电。

电容在中低频或直流情况下，就是一个储能组件，只表现为一个电容的特性，但在高频情况下，它就不仅仅是个电容了，它有一个理想电容的特性，有漏电流（在高频等效电路上表现为R），有引线电感，还 在导致电压脉冲波动情况下发热的ESR（等效串联电阻）。从这个图上分析，能帮我们设计师得出很多有益的设计思路。第一，按照常规思路，1/2πfc是电容的容抗，应该是频率越高，容抗越小，滤波效果越好，即越高频的杂波越容易被泄放掉，但事实并非如此，因为引线电感的存在，一支电容仅仅在其 1/2πfc=2πf L等式成立的时候，才是整体阻抗最小的时候，滤波效果才最好，频率高了低了都会滤波效果下降，由此就可以分析出结论，为什么在IC的VCC端都会加两支电容，一支电解的，一支瓷片的，并且容值一般相差100倍以上多一点。就是两支不同的电容的谐振频率点岔开了一段距离，既利于对稍高频的滤波，也利于对较低 频的滤波。

防反接保护电路

通常情况下直流电源输入防反接保护电路是利用二极管的单向导电性来实现防反接保护。如下图1示：这种接法简单可靠，但当输入大电流的情况下功耗影响是非 常大的。以输入电流额定值达到2A，如选用Onsemi的快速恢复二极管 MUR3020PT，额定管压降为0.7V，那么功耗至少也要达到：Pd＝2A×0.7V＝1.4W，这样效率低，发热量大，要加散热器。另外还可以用二 极管桥对输入做整流，这样电路就永远有正确的极性（图2）。这些方案的缺点是，二极管上的压降会消耗能量。输入电流为2A时，图1中的电路功耗为 1.4W，图2中电路的功耗为2.8W。

图1 一只串联二极管保护系统不受反向极性影响，二极管有0.7V的压降

图2 是一个桥式整流器，不论什么极性都可以正常工作

但是有两个二极管导通，功耗是图1的两倍

利用MOS管的开关特性，控制电路的导通和断开来设计防反接保护电路，由于功率MOS管的内阻很小，解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题。

MOS管型防反接保护电路

图3利用了MOS管的开关特性，控制电路的导通和断开来设计防反接保护电路，由于功率MOS管的内阻很小，现在 MOSFET Rds（on）已经能够做到毫欧级，解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题。极性反接保护将保护用场效应管与被保护电路串联连 接。保护用场效应管为PMOS场效应管或NMOS场效应管。若为PMOS，其栅极和源极分别连接被保护电路的接地端和电源端，其漏极连接被保护电路中 PMOS元件的衬底。若是NMOS，其栅极和源极分别连接被保护电路的电源端和接地端，其漏极连接被保护电路中NMOS元件的衬底。一旦被保护电路的电源 极性反接，保护用场效应管会形成断路，防止电流烧毁电路中的场效应管元件，保护整体电路。具体N沟道MOS管防反接保护电路电路如图3示。

图3. NMOS管型防反接保护电路

N沟道MOS管通过S管脚和D管脚串接于电源和负载之间，电阻R1为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源 反接给负载带来损坏。正接时候，R1提供VGS电压，MOS饱和导通。反接的时候MOS不能导通，所以起到防反接作用。功率MOS管的 Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，2A的电流，功耗为（2×2）×0.02=0.08W根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案 存在的压降和功耗过大的问题。

上图中VZ1为稳压管防止栅源电压过高击穿mos管，NMOS管的导通电阻比PMOS的小，NMOS管接在电源的负极，栅极高电平导 通，PMOS管接在电源的正极，栅极低电平导通。电源中保护电路设计过程，利用场效应管的导通电阻作为检测电阻，监视它的电压降，当电压降 超过设定值时就停止放电。在一般的情况下，电路中一般还加有延时电路，以区分浪涌电流和短路电流，总得来说电路功能还是比较完善的。