一些常用的稳压电路有哪些(一些常用的稳压电路是)

导语：一些常用的稳压电路

电力调控，线性跟开关当然是两个族类，元件的参数也大异，但其骨干架构近似，市电整流后，经滤波而成为纹波直流电，APFC的研发，就是要避开传统方案的箇疾，如果在 Ui 加电容或电抗器，APFC就没有意义了。

在开关式电源中，滤波电感的量值比工频电抗器小太多了，单靠这个电感，不管怎样操控都无法把工频脉波碾平的，那么，在 Uo 处加个电容吧，但是，在串联拓扑中，Uo 跟Ui 是直接顶牛的，电容一加，buck 就废了，而在并联架构中，Uo 若不加电容也是能boost的，只是 boost 不出像样的直流电来。

论到EMI，buck 的开关管位于主干道，电网必然会被斩波，二极管续的是负载之流，无济于事，而 boost 拓扑的开关管与负载是并联的，任何时候总有一路可通，电网的扰动按理该比 buck 小得多。

以线性模式运作的情况，由于串联环路电流处处相等，扰动性负载会使电网也骚乱，并联稳压以分流手段调整，管子跟负载差动，干线电流几乎不变，电网负荷等同固定，负载压降不会飘忽（音响发烧友认为 用并联稳压供电 才能令音响系统体现最好音质，我想就是这原因吧）。

只有钳位（并联），才能兼治供电及负载两种变化，故所谓串联稳压，其本质应为 扩流式稳压管（并联）稳压法，稳压管必须恒流才能把压稳好，看图中左边那个电路，以恒流元件替代R，只能是作基准之用时才合适，带负载时，R 应该跟负载阻抗同步增减才对头。

在这电路中，三极管的三个极皆被 交流接地，此拓扑可滤纹波，但稳不了压，对于供电的波动，此拓扑是『共集极』，加上稳压管就成为「串联」稳压电路，但对于扰动性负载，这架构却是『共基极』，扰动会窜进电网。

基准，只应该是参考电平的提供者，不要成为误差处理机构的电流通道，基准受冲击，就准不了！

Rs 实际上也是 Vo 的负载，负载电流比 IE2 的扰动少得多，地脚电流中 IE2 的份额愈小，基准就愈稳定，很多电器的功率比稳压管能处理的大得多，强电的传输有赖于功率链路，链路不稳健，基准再好也枉然，反之，基准咋优秀，也无法提升功率链路的品质，蹩脚的基准却必然坏事，负反馈系统本身就可自稳，犯不着寻求基准协助，问题是，如果 T2 的射极直接落地，则反馈系数要很小，Vo 才会高，反馈系数太小，Vo 的波动就大，所以我认为，让电路能在深度负反馈条件下取得高输出，才是基准的存在意义。

本级电压增益取决于 跨导和负载阻抗，级联增益则视乎各级有源器件的规格（若非变压器耦合，前级 Ic 不能小于后级 Ib），以恒流元件替代 Rc 有三好，T1 损耗可大减，T2 可选用功率较小的管子，系统对供电的波动有了抑制能力，但带负载能力必然是差了，稳压，钳位是根本，反馈，建基于扩流架构，但对于 电源抑制比跟负载调整率 的矛盾，依旧无计可施，如果你想改善负载调整率，就应该让 Ib1=[Io/β1]，那么，恒流元件就要可调。

不论什么电路，凡是有反馈的，如无特别声明，就是只用电阻作为採样工具，採样比，其实就是反馈系数，采样比为 1 就是全反馈，Vo 最稳定，这本不难，若不求可调，把稳压管移至R2，去掉R1，T2 射极落地，不就行了吗，问题是，基准的存在，没错是可让系统在深反馈时仍能高输出，但咱们也希望基准可以低压化，那么，反馈就不能太深，有大神曾提出一种可在低反馈系数中取得高採样比的方法，就是以恒流元件替代R1，理论上很对头，但为何至今仍没流诸实用呢，我想，这是因为半导体元件的稳定程度问题，除了『带隙基准源』，其他半导体元件的稳定度还及不上精密电阻。

「线性」稳控是直接的，「开关」稳控是间接的，跟电压电流直接相关的，是电路中各环节的阻抗，改变某些环节的阻抗，电压电流即时重新分配，一步到位（跟线性与否反而无关），在正弦交流电中，电感电容可以是个纯电抗，如无扰动，则作用跟电阻相若，在单管放大器中，电感电容的作用是耦合与旁路（不是一般的分压分流，波形经常会跟负载上的不一样），而在非正弦应用中，主要作用是滤波（处理的是既复杂又多变的信息）。

把被调制方波塑造成咱们想要的，幅度固定的波形，就是开关稳控的原理，滤波时当然会造成电抗，电抗跟负载的关系，既是「电源」，也是「阻抗」，改变开关占空比，就可改变电抗而控制输出，元件的任何活动，都可视为阻抗的改变，开关並不例外，但对于开关稳控的原理而言，电源与滤波网络是不控的，开关自身参数与占空比都不是阻抗，滤波则是惯性环节，所以，输出是变化不休的，开关稳控是不可能像线性稳控那样保固及一步到位的 。

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